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06-17
宽带放大器用于仪器仪表、波形合成、数据采集和反馈控制系统。
为了确保此类系统的稳定设计，必须验证高速精确操作。
这一要求带来了困难的测量挑战。
该宽带运算放大器的偏置直流精度为 0.2 mV，增益带宽为 MHz，压摆率为 V/μs（参考文献 1）。
IC 设计人员必须在快速转换速率和短振铃时间之间进行权衡。
快速开关放大器通常会延长振铃时间。
这种组合使放大器选择和频率补偿进一步复杂化（参见附件 1：“放大器补偿的实际考虑因素”）。
此外，非常快的放大器的架构通常会导致权衡，从而降低直流误差规格。
稳定时间的定义 验证放大器直流规格是一件相对简单的事情。
各种文献定义了要使用的测量技术。
获得可靠的交流规格需要更复杂的方法。
任何速度下的测量都需要仔细注意。
动态测量尤其具有挑战性，并且放大器的稳定时间很难确定。
稳定时间是从应用输入到输出出现并保持在最终值周围的指定误差带内所经历的时间。
放大器制造商通常在满量程转换时设置此规格。
稳定时间由三个不同的部分组成（图 1）。
延迟时间很小并且几乎完全来自放大器的传播延迟。
在此期间，没有输出动作。
在过渡时间内，放大器尽可能快地向最终值移动。
振铃时间定义了放大器从转换中恢复并在预定误差带内停止运行的时间段。
纳秒稳定时间的测量需要复杂的规划和实验技能。
测量稳定时间的传统方法是使用假和节点技术（图 2）。
电阻器和放大器形成桥式网络。
当驱动放大器的输入时，如果电路使用完美的电阻，则输出将逐步达到输入电压。
在开关周期期间，连接到稳定节点的多个二极管限制电压偏移。
当稳定时，示波器探头电压应为 0V。
电阻分压器的衰减导致探头的输出电压等于稳定电压的一半。
理论上，应该可以观察到该电路很快稳定到一个小幅度。
但实际上不可能依靠它来进行有用的测量。
该电路有几个缺点，包括要求输入脉冲在所需的测量限制内具有平顶。
通常，对于 5V 步长，感兴趣的稳定电压小于 5 mV。
所有常见的脉冲发生器都无法将输出幅度和噪声保持在这些限制内。
您无法区分发生器产生的误差和放大器产生的误差之间的区别。
示波器连接也会导致问题。
随着探头电容的增加，电阻结的交流负载也会影响观察到的稳定波形。
1× 的输入电容太高，因此不适合此测量。
10× 探头的衰减会消除示波器的增益，并且其 10 pF 输入电容仍会在纳秒速度下产生明显的迟滞。
如果使用有源1×、1pF FET（场效应晶体管）探头，这个问题可以大大缓解，但仍然存在更严重的问题。
钳位二极管可用于稳定节点，以减少放大器开关期间的电压摆幅。
这种方法的目标是防止电路过度驱动示波器输入。
不幸的是，肖特基二极管两端的毫伏压降意味着示波器会遭受不可接受的过载。
不同型号和品牌的示波器的过载恢复特性差异很大，制造商通常不提供其规格。
在 0.1% 分辨率下，示波器通常会以 10 mV/刻度经历 10 倍过载，因此很难获得所需的 2.5 mV 基线。
采用这种方法，不可能以纳米速度进行测量。
因此，要测量宽带放大器的稳定时间，您需要一个能够以某种方式抑制过驱动的示波器和平顶脉冲发生器。
唯一提供固有过载抑制的示波器技术是经典的模拟采样示波器。
不要将这些示波器与具有过载限制的现代数字采样示波器混淆。
有文章解释了经典采样示波器的工作原理。
尽管其中一些仪器是二手的，但它们的制造商不再生产它们。
但是，您可以利用经典模拟采样示波器技术的过载优势来构建自己的电路。
还可以将电路配置为纳秒稳定时间测量。
避免使用平顶脉冲发生器的方法是转换电流，而不是电压。
控制进入放大器求和节点的快速稳定电流比控制电压更容易。
该方案减轻了输入脉冲发生器的工作，但仍必须具有约1ns的上升时间以避免测量误差。
实际测量 可以测量宽带放大器稳定时间的电路具有经典方法的特点，但也显示了一些新的东西（图3）。
示波器通过开关连接到稳定点。
通过根据输入脉冲触发延迟脉冲发生器，可以确定开关的状态。
延迟脉冲发生器的定时使得开关在接近完全稳定之前不会闭合。
通过这种方式，可以对输入波形进行时间和幅度采样。
示波器上没有后台动作；因此不存在示波器过载的问题。
开关位于放大器的求和节点上，由输入脉冲控制。
该开关通过电压驱动电阻将电流选通到放大器。
这种方法不需要平顶脉冲发生器，但开关必须足够快并且没有驱动效应。
更详细地说，延迟脉冲发生器可以分为延迟部分和脉冲发生器，从而可以单独更改它们（图4）。
示波器输入的一部分用于补偿稳定时间测量路径中的传播延迟。
同样，其他延迟补偿采样门的脉冲发生器传播延迟。
该延迟产生脉冲的相位超前版本，触发被测放大器以驱动采样门的脉冲发生器。
该方案使采样门独立于脉冲发生器传播延迟，从而提高了最小可测量安全时间。
图 4 电路中最突出的新事物是二极管桥开关和乘法器 IC。
二极管电桥和匹配的低电容肖特基二极管与高速驱动的组合可实现明确的开关动作。
该电桥将电流快速切换至放大器的求和点，并在 1 ns 内稳定下来。
钳位到地的二极管可防止电桥驱动摆幅过大，并确保不存在不需要的输入脉冲特性。
对采样门乘法器IC有严格的要求。
它必须具有准确的通带信号路径信息，而不引入特殊组件，特别是那些源自提供采样门脉冲的开关命令通道的组件。
FET 或采样二极管电桥可能是采样的常见选择。
然而，FET 具有寄生栅极沟道电容，可能会在信号路径中产生较大的栅极驱动馈通。
在几乎所有 FET 中，这种馈通大多数时候都大于观察到的信号，从而使示波器过载并掩盖了开关的影响。
二极管桥比较好；它的小寄生电容更容易消除，并且其对称差分结构允许低馈通。
然而，该电桥需要直流和交流微调，以及复杂的驱动器和支持电路。
为了避免这些问题，采样门乘法器IC被用作具有低馈通的宽带高分辨率开关。
该方案的最大优点是开关控制通道可以保持在频带内。
通过门开关将压摆率维持在乘法器 IC 的 MHz 通带内。
乘法器的宽带宽意味着开关命令的转换始终受控且不存在带外响应，从而大大降低了馈通和寄生效应。
稳定时间电路 您可以通过反相器A的延迟网络和由类似反相器C组成的驱动级（图5）用输入脉冲切换输入桥。
该延迟补偿了采样选通脉冲发生器的延迟响应。
此步骤确保采样栅极脉冲在被测放大器的转换时间结束后立即发生。
选择延迟范围，以便采样门脉冲在放大器切换之前发生。
尽管此功能可以保证您始终捕获稳定的间隔，但它在正常操作中并没有什么用处。
C 逆变器形成用于切换二极管电桥的同相驱动级。
通过各种调整，可以优化驱动器的输出脉冲形状（参见附件2“稳定时间电路的校正过程”）。
该方案为二极管电桥提供干净且快速的脉冲。
高保真脉冲不会有无阻尼分量。
它可以防止辐射和破坏性接地电流的产生，从而降低测量噪声背景。
驱动器还激活 B 反相器，为示波器提供时间相关的输入级。
驱动器的输出脉冲在不到1ns的时间内通过1N二极管钳位的正向压降进行转换。
这种转变导致二极管电桥几乎瞬时切换。
干净、稳定的电流流入被测放大器的求和点，产生比例放大器输出动作。
使用拉至 -5V 的 1kΩ 电阻器来建立到放大器求和点的负偏置电流。
该电流与输入电流级相结合，产生 -2.5V 至 0.5V 的放大器输出转换。
然后放大器输出被馈送到偏置为 5V 的分压器。
将电位器调节至标称Ω值，以便当被测放大器过渡到-2.5V时，两个肖特基二极管钳位的结电压过渡到0V。
缓冲放大器卸载该钳位稳定节点并为 AD 乘法器 IC 提供稳定时间信号。
进入乘法器 IC 的另一条信号路径使用 20kΩ 电位器来设置输入脉冲的延迟时间。
该电位计为三个比较器供电，并用 2kΩ 电位计设置延迟脉冲宽度。
此步骤设置采样门的接通时间。
Q1 级为采样门脉冲提供干净且快速的上升时间。
该技术为采样门的乘法器 IC 提供了干净、幅度校正的开/关切换指令。
正确的采样门延迟设置意味着示波器在稳定时间完全过去之前不会看到任何输入，从而消除示波器过驱动问题。
通过调整采样窗口的脉冲宽度，可以观察到所有剩余的稳定运动。
这样，示波器的输出是可靠的，可以获得有意义的数据。
性能结果 电路运行良好（图6）。
迹线 A 是时间校正的输入脉冲，迹线 B 是放大器的输出，迹线 C 是采样门的脉冲，迹线 D 是稳定时间的输出。
在描述波形的位置时，请注意迹线 B 相对于经过时间校正的迹线 A 存在延迟。
这种时间延迟解释了轨迹 B 在轨迹 A 之前的错误动作。
当采样门的脉冲上升时，采样门会整齐地切换。
您可以轻松观察放大器最后 20 mV 的摆幅。
还可以看到整体振铃时间以及放大器稳定到最终值的情况。
当采样门脉冲变低时，采样门仅需要 2 mV 馈通即可关闭。
任何时候都不会发生其他动作，不会使示波器过载。
通过调整示波器的垂直和水平刻度，可以使稳定的细节更加清晰（图7）。
稳定时间测量从时间校正的输入脉冲开始。
此外，稳定信号幅度是针对放大器而非稳定节点进行校正的。
该方案消除了由稳定的节点电阻比引起的模糊性。
迹线 A 是时间校正脉冲，迹线 B 是稳定输出。
您可以轻松观察最后 50 mV 的转变。
优化待测放大器的反馈电容CF后，放大器可在9 ns内稳定在5 mV（或0.1%）（参见附件1“放大器补偿的实际注意事项”）。
最好将采样窗口或放大器转换设置回最后的 50 mV。
此步骤允许您观察振铃时间的开始，而不会过度驱动示波器。
基于采样的方法提供了这种功能，并且是一种强大的测量工具。
较慢的放大器可能需要延长延迟、采样窗口时间或两者兼而有之。
这些要求可以通过在脉冲发生器的延迟定时网络中使用更高值的电容器来满足。
验证结果 基于采样的稳定时间电路似乎是一种有用的测量方案。
确保置信度的一个好方法是使用替代方法进行相同的测量，并查看结果是否匹配。
经典采样示波器本质上会抑制过载。
可以通过尝试直接测量钳位稳定节点处的稳定时间来利用此特性（图 8）。
该电路通过 4S1 垂直和 5T3 定时插件为泰克型示波器提供了显着的过载，但该仪器显然能够抵抗这种损坏（图 9）。
迹线 A 是经过时间校正的输入脉冲，迹线 B 是稳定信号。
尽管存在残酷的超速，示波器仍清晰地响应并给出了相当稳定的信号。
可以直观地比较结果（图9和图10）。
理想情况下，如果两种解决方案都具有良好的测量技术并且构建正确，那么结果应该是相同的。
如果是这种情况，那么这两种方法都会生成有效概率很高的数据。
确定这两种测量方法显示出几乎相同的稳定时间以及高度相似的稳定波形特征。
这种一致性为测量结果提供了高度的可靠性。
噪声背景和信号馈通均具有 2mV 幅度分辨率限制。
对于 5mV 稳定，时间分辨率的限制约为 2ns。
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