5G：加快建设，着力解决“三三”问题
06-06
摘要：参考电压是数/模混合集成电路设计中的重要模块之一。
针对传统电路产生的参考电压易受电源电压和温度影响的缺点，提出了一种新的设计方案。
电路中不使用双极型晶体管，利用PMOS和NMOS的阈值电压生成两个独立的电路，与电源电压和晶体管迁移无关。
通过减去温度系数来抵消比率的负温度系数电压，以获得任意大小的零温度系数参考电压值。
该设计方案是基于某公司O．5μm CMOS工艺设计，HSpice仿真验证表明各项指标均满足设计要求。
关键词：CMOS；参考电压；阈值电压；温度系数 电压基准是混合信号电路设计中非常重要的组件。
它广泛应用于振荡器、锁相环、稳压器和ADC。
、DAC等电路。
生成参考的目的是建立独立于过程和电源电压且不随温度变化的直流电压。
目前最常见的实现方法是带隙电压参考，它利用正温度系数电压和负温度系数电压的加权和来获得零温度系数参考电压。
然而，在本设计中，由于正温度系数电压一般是通过晶体管的be结电压差来获得的，因此负温度系数电压直接利用晶体管的be结电压。
由于晶体管固有的温度特性，它具有以下局限性： （1）CMOS工艺中寄生晶体管的参数描述不是很清楚； (2)寄生晶体管基极的接地方式使其只能输出固定电压； (3) 在整个温度范围内，由于Vbe与温度的非线性关系，当需要输出准确的参考电压时，必须进行相应的曲率补偿。
为了解决这些问题，提出了一种基于CMOS阈值电压的基准设计方案。
它巧妙地利用PMOS和NMOS阈值电压的温度特性来合成与温度无关的参考电压。
整个电路不使用双极型晶体管，克服了非线性温度因素，可以产生任意大小的参考电压值。
1 传统带隙电压基准电路 图1是典型带隙基准的原理示意图。
假设R1=R2，根据运放两输入端电压相等的原则，可得Va=Vb，Vbe1-Vbe2=VTlnn，故输出电压为： 室温下Vbe的温度系数约为-2.0mV/K，而室温下热电压和VT的温度系数约为0.mV/K。
通过适当设置R2、R3和n的值，可以获得零温度系数的参考电压。
但是，由于晶体管温度特性的上述缺陷，在实际设计中会遇到很多困难。
鉴于此，对传统带隙基准进行改进，设计基于MOS阈值电压的零温度系数基准电路。
2 新型电压基准电路 2.1 MOS器件的温度特性 对于长沟道MOS器件，工作区可分为饱和区和线性区。
饱和区工作电流为： 式中：COX为单位面积栅极电容； pN 是电子的迁移率； W、L分别为闸门的宽度和长度； VTN是NMOS的阈值电压。
式(3)和(4)中，有两个与温度相关的参数：阈值电压VTN和迁移率μN。
阈值电压与温度的关系为： 其中：VT(TNOM)为标称温度下的阈值电压； KT1为阈值电压的温度系数； KT1l为阈值电压的通道调制系数； KT2是阈值电压对比度系数。
从该公式可以看出，阈值电压与温度呈线性关系。
相反，迁移率Lu N 与温度呈非线性函数关系。
表达式为： 式中：μN（TNOM）为标称温度下的迁移率； UTE为μN的温度系数，典型值一般在-2.0~-1.5之间。
由于迁移率HN是温度的非线性函数，因此很难利用MOS特性来产生精确的参考电压。
一种方法是使用晶体管产生 PTAT 电压进行补偿。
然而，PTAT电压的恒定温度系数使得参考电压只能在固定温度点产生零温度系数的参考电压。
因此，在本设计中，为了克服迁移率非线性的影响，通过减去分别与PMOS和NMOS阈值电压成正比的两个电压来抵消。
2.2 设计原理 图2 为参考电路的设计原理图。
如图2所示，首先产生两个电压VP和VN，分别与PMOS和NMOS阈值电压成正比。
通过设置合理的系数K1和K2，使两者的温度系数抵消，从而获得低温度系数或零温度系数参考电压。
生成的参考电压表达式如式(7)所示： ，电压值可根据需要设置。
图3是设计原理模块图。
模块1为电压VP产生电路；模块2为电压VN产生电路；通过模块3所示的减法电路将VP和VN相减，使两者的温度系数抵消，从而得到零温度系数。
参考电压Vref。
2.3 根据PMOS阈值电压产生VP的电路设计 如图3中模块1所示，VP是PMOS管MP1和MP2产生的随温度变化的线性电压。
运算放大器A1使MP2的漏极电压等于Va，通过适当调整R1和R2的阻值，使MP1工作在饱和区，MP2工作在线性区。
电路中MP1、MP2形成正反馈，R1、R2形成负反馈，且负反馈的效果大于正反馈。
可以看出，在产生线性电压VP的过程中，当VP为0时，流过MP1和MP2的电流为0，即存在一个零点。
因此，增加MOS管MP3作为启动管，向MP3的源端提供启动电压VST1，使其离开零点，进入正常工作状态。
当VP=0V时，MP3导通，向MP1注入电流，使MP1源极电压升高，运放A1开始工作。
正常操作后，MP3 会关闭以减少功耗。
由于启动电压VST1没有精确的要求，因此可以直接从输入分压器获得。
从图3中模块1的分析可以得到，流过MP1和MP2的电流为： 从结果可以看出，迁移率μn对电压Vp的影响已经被消除； Vp是Vtp的线性函数，VP/VTP仅由MP1和MP2的宽长比以及R1和R2的电阻决定。
根据式（5）中VT与温度的线性关系，VP也是随温度线性变化的电压值。
图4为HSpice的仿真波形。
从图中可以看出，当温度从-40℃变化到℃时，VP随温度呈线性变化。
2.4 基于NMOS阈值电压产生VN的电路设计 如图3中的模块2所示，VN是MN1和MN2产生的随温度变化的线性电压。
与VP产生电路不同的是，通过适当设置R3和R4的值，MN1和MN2都可以工作在饱和区。
MP4为启动管，使电路尽快摆脱零点，进入正常工作状态，然后自行关闭。
流经MN1和MN2的电流为： 其中：VTN为MN2的阈值电压； VTNo是Vsb=0的阈值电压。
又暂时假设运放A2中没有失调，则： 由式(17)可知，VN只是阈值电压的函数，并且，忽略本体的影响对VN的影响，VN仍然可以看作是温度的线性函数。
图5为HSpice的仿真验证波形。
同样，从图中可以看出，当温度从-40℃变化到℃时，VN也随温度呈线性变化。
2.5 减法器电路设计 从式（12）和式（17）中可以看出，VP和VN都具有负温度系数，因此VP和VN减去参考电压即可得到近似为零的温度系数。
减法器的电路设计如图3中的模块3所示。
从图中可以看出，减法器的传递函数为： VP和VN的温度系数可以通过合理的设置来抵消（1+ R5/R6+R5/R7)和R7/R5可用于设置设计者需要的参考电压值。
可见，这样设计的参考电压不一定是固定的1.25V电压，而是设计者需要的参考电压可以通过调整R7和R5的阻值来实现。
2.6运算放大器设计 为了改善参考电路的特性，设计电路中的运算放大器A1、A2、A3采用折叠共源共栅结构，具有高电压增益和宽线性区间确保更高的参考精度和更大的调节空间。
电路结构如图6所示。
在输出端，使用PMOS源极跟随器M14来增加运放的输出摆幅。
经过HSpice仿真验证，运放的开环增益dB、CMRR和PSRR均在dB以上，保证了良好的电源特性和共模特性。
仿真波形如图7所示。
由于工艺和实际生产存在偏差，运放通常会受到输入“调整”的影响。
假设失调电压为Vos，以A1为例，则原方程(10)和(12)变为： 因为VOS1 < VTP，包含VOS1的多项式的值也很小，其对VP也很小。
同理，对于A2和A3，式(17)和(18)变为： 同样，由于VOS2 而且，它对Vref的影响也可以通过R7/R5来补偿。 3 电路设计 根据以上分析，本电路基于某公司O.5μm工艺设计，表1给出了图3中部分器件的设计参数。 为了降低运放的失调电压、MP1、MP2对和MN1、MN2对均采用相同的宽度，以保证更好的匹配。 另外，从式(11)和(16)的分析可以看出，阈值电压也需要一定的匹配，因此设计中采用了一些大尺寸器件，并放置在版图上的相邻位置，以消除不和谐音。 4 仿真结果 根据上述电路设计，使用hSpice对电路进行仿真和验证。 如图8(a)~(c)所示，电路输出O。 6 V、1.2 V和2.95 V的仿真结果。 可以看出，在-50 ~ ℃之间，输出参考电压仅波动几个十分之一毫伏，显着降低了传统电路中双极型晶体管带来的温度系数，输出不再像带隙基准那样只能输出l.25V的基准电压，但基准电压设计者所要求的可以通过调整减法器的比例来实现。 5 结论 基于CMOS阈值电压与温度的线性关系，利用阈值电压产生两个与电源电压和晶体管迁移率无关的负温度系数电压VP和VN。 通过减去它们，温度系数被抵消。 ，从而得到任意大小的参考电压值。 该设计电路不涉及双极型晶体管，从而避免了双极型晶体管带来的温度影响。 该电路基于某公司O.5μm CMOS工艺设计，采用HSpice进行仿真验证，各项指标均满足设计要求，并已成功应用于高精度ADC电路中，且实际测试结果与设计值，验证方案的正确性和可行性。 目前被用于锁相环等电路中，使得这种参考电路的应用更加广泛。
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